Texas Instruments LM3409 Demonstration Board LM3409EVAL/NOPB LM3409EVAL/NOPB Datenbogen

DSON

2

RMS

T

T

R

I

P

x

=

-

I

LED

x

=

1

D

2

x

+

x

¸¸

¸

¹

·

¸

¸
¹

·

¨

¨
©

§

¨¨

¨

©

§

12

1

i

L-PP

'

I

LED

I

RMS

T-

LED

T

I

I

D x

=

SW

LED

f

I

x

x

=

OFF

ON

t

t

x

RMS

IN

I

-

LED

I

x

=

D x (1 - D)

MAX

IN

v

-

'

=

MIN

IN

C

-

=

MAX

IN

v

-

'

LED

I

x

SW

f

1

¨

¨
©

§

OFF

t

-

¸

¸
¹

·

ON

LED

t

I

x

SNVS602J – MARCH 2009 – REVISED MAY 2013

Because the LM3409/09HV controls a buck current regulator, there is no inherent need to provide output over-
voltage protection. If the LED load is opened, the output voltage will only rise as high as the input voltage plus
any ringing due to the parasitic inductance and capacitance present at the output node. If a ceramic output
capacitor is used in the application, it should have a minimum rating equal to the input voltage. Ringing seen at
the output node should not damage most ceramic capacitors, due to their high ripple current rating.

Input capacitors are selected using requirements for minimum capacitance and RMS ripple current. The PFET
current during t

ON

is approximately I

LED

, therefore the input capacitors discharge the difference between I

LED

and

the average input current (I

IN

) during t

ON

. During t

OFF

, the input voltage source charges up the input capacitors

with I

IN

. The minimum input capacitance (C

IN-MIN

) is selected using the maximum input voltage ripple (

Δ

v

IN-MAX

)

which can be tolerated.

Δ

v

IN-MAX

is equal to the change in voltage across C

IN

during t

ON

when it supplies the load

current. A good starting point for selection of C

IN

is to use

Δ

v

IN-MAX

of 2% to 10% of V

IN

. C

IN-MIN

can be selected

as follows:

(20)

An input capacitance at least 75% greater than the calculated C

IN-MIN

value is recommended. To determine the

RMS input current rating (I

IN-RMS

) the following approximation can be used:

(21)

Since this approximation assumes there is no inductor ripple current, the value should be increased by 10-30%
depending on the amount of ripple that is expected. Ceramic capacitors are the best choice for input capacitors
for the same reasons mentioned in the

section. Careful

selection of the capacitor requires checking capacitance ratings at the nominal operating voltage and
temperature.

The LM3409/09HV requires an external PFET (Q1) as the main power MosFET for the switching regulator. Q1
should have a voltage rating at least 15% higher than the maximum input voltage to ensure safe operation during
the ringing of the switch node. In practice all switching converters have some ringing at the switch node due to
the diode parasitic capacitance and the lead inductance. The PFET should also have a current rating at least
10% higher than the average transistor current (I

T

):

(22)

The power rating is verified by calculating the power loss (P

T

) using the RMS transistor current (I

T-RMS

) and the

PFET on-resistance (R

DS-ON

):

(23)

(24)

It is important to consider the gate charge of Q1. As the input voltage increases from a nominal voltage to its
maximum input voltage, the COFT architecture will naturally increase the switching frequency. The dominant
switching losses are determined by input voltage, switching frequency, and PFET total gate charge (Q

g

). The

LM3409/09HV has to provide and remove charge Q

g

from the input capacitance of Q1 in order to turn it on and

off. This occurs more often at higher switching frequencies which requires more current from the internal
regulator, thereby increasing internal power dissipation and eventually causing the LM3409/09HV to thermally
cycle. For a given range of operating points the only effective way to reduce these switching losses is to
minimize Q

g

.

Copyright © 2009–2013, Texas Instruments Incorporated

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